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保護電子電路設計圖的集錦，供大家參考
在電路設計中總會存在著一些不穩定因素，而用來防止此類不穩定因素影響電路效果的回路稱作保護電路。比如有過流保護、過壓保護、過熱保護、空載保護、短路保護等。 TOP1 繼電器保護電路設計盤點 光耦亦稱光電隔離器或光電耦合器，簡稱光耦。它是以光為媒介來傳輸電信號的器件，通常把發光器（紅外線發光二極管LED）與受光器（光敏半導體管）封裝在同一管殼內。當輸入端加電信號時發光器發出光線，受光器接受光線之后就產生光電流，從輸出端流出，從而實現了“電—光—電”轉換。以光為媒介把輸入端信號耦合到輸出端的光電耦合器，該電路采用的是全橋拓撲經過高頻變壓器轉換再整流，實驗項目是三相進線15V/6KA輸出。其中，主回路的保護設計及報警設計是必不可少的。我首先想到的是，通過單片機輸出控制繼電器動作，而且由于抗干擾的要求，我必須通過光耦隔離。。于是乎，光耦隔離繼電器保
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圖解高頻電路設計與制作
圖解高頻電路設計與制作+市川+290頁+42.9M.part1.rar
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解擾電路之電路設計論文
1擾碼和解擾原理 同步擾碼的實質是讓輸入比特與隨機數產生器所產生的一位隨機比特進行異或來產生擾碼的輸出比特，其原理如圖1所示。JESD204B協議規定的擾碼方式需采用自同步擾碼方式，自同步的擾碼與解擾電路結構如圖2所示。可見，對于自同步串行擾碼，每次擾碼輸出都是由移位寄存器第13位和第14位比特進行異或，得到的結果再與輸入比特值進行異或而得到的。由于傳輸層數據成幀之后，往往是以8位或16位數據進行并行傳輸的，所以必須在串行擾碼的基礎上，設計8位并行或16位并行的擾碼與解擾電路。下面將在串行擾碼表達式的基礎上推導并行擾碼的邏輯表達式。串行擾碼每次只處理一個比特。在每個時鐘周期，移位寄存器只移一位［3］。對于串行擾碼，假設此刻輸入比特是bn，輸出比特是an，則移位寄存器s0中存儲的比特是an－1，依此類推移位寄存器s14中存儲的比特是an－15，因此an=bn+an－14+an－15。則下一個時刻的輸入比特是bn+1，輸出比特
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電流測量之電路設計論文
1電流測量 電流測量通路使用繼電器進行電流通斷控制,在電流通路串聯電阻,將電阻兩端的差分電平與電流取樣芯片AD8218的差分輸入連接,AD8218放大增益為20V/V,具有出色的共模輸入抑制能力,本設計采用80mV內部基準電壓源,可對2A以下電流進行采樣測量;AD7920是12位串行ADC芯片,具有輸入過載保護功能,通過單片機對各通路進行選擇,并根據芯片的串行時序進行數據通訊,電流測量通路示意圖如圖1。 2固化程序 本電路作為USB從設備,與計算機程序采用問詢-應答的方式進行通訊。電路的USB通訊協議、電流測量等基本功能由單片機程序模塊實現,各通路電流的輪詢測量等邏輯功能由計算機程序編程實現。單片機程序除了對端口、時鐘、寄存器等資源進行必要初始化之外,主要負責US
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降壓恒流高亮度LED驅動電路設計圖
MAX16819/MAX16820是降壓恒流高亮度LED （HB LED）驅動器，為汽車內部/外部照明、建筑和環境照明、LED燈泡如MR16和其他LED照明應用提供具有成本效益的解決方案。工作于4.5V至28V輸入電壓范圍，并且有一個5V/10mA片上穩壓器。輸出電流由高邊電流檢測電阻調節，專用PWM輸入（DIM）可實現寬范圍的脈沖式亮度調節。 非常適合需要寬輸入電壓范圍的應用。高邊電流檢測和內置電流設置電路可使外部元件的數量最少，并可提供±5%精度的 LED電流。在負載切換和PWM亮度調節過程中，滯回控制算法保證了優異的輸入電源抑制和快速響應。MAX16819具有30%的電感紋波電流，而 MAX16820具有10%的紋波電流。這些器件可工作于高達2MHz的開關頻率，從而允許使用小型元件。 MAX16819、MAX16820：簡化框圖
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繼電器電梯電路設計圖及PLC的性價比，帶圖
要做一個五層貨梯，用電葫蘆做的，五層，用繼電器做，要求要像電梯一樣，一至五層，每層按鍵的時候都能用，幾層幾個按鈕，門不關不能啟動和停電在無任何命令或自動上下到電梯口處。我知道用繼電器做出來很麻煩，如果用PLC做，價格大概多少，PLC我不懂，一點也不會，就會繼電器電路，麻煩大家幫個忙，知道的告訴我一下。先在這謝謝了。我要的是兩樣對比一下，我現在正在著手制作，只是感覺繼電器電路太復雜，如果造價和PLC相差不大的話，用PLC還是好一些的。半年做過一個四層的貨梯，不過老是有問題，現在經過幾次的修改，終于運作正常了。發現了好些個繼電器中邏輯問題，維修麻煩不說，還經常出現半路停電時上下不正常的問題。因為本人對PLC一點也不懂，所以沒辦法提出對于PLC的關點。于是請教了些高人，說是PLC會好些，現在先將電路圖制出來，說是貨梯，其實就是電動葫蘆，有幾個點要停，上下著來的，運行要像電梯一樣的，也就是要用到這個電路了。圖做成這樣，大家用CADe_SIMU CN看一下，
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放大器應用電子電路設計圖的集錦
與分立器件相比，現代集成運算放大器（op amp）和儀表放大器（in-amp）為設計工程師帶來了許多好處。雖然提供了許多巧妙、有用并且吸引人的電路。往往都是這樣，由于倉促地組裝電路而會忽視了一些非常基本的問題，從而導致電路不能實現預期功能——或者可能根本不工作。 AC耦合時缺少DC偏置電流回路 最常遇到的一個應用問題是在交流（AC）耦合運算放大器或儀表放大器電路中沒有提供偏置電流的直流（DC）回路。在圖1中，一只電容器與運算放大器的同相輸入端串聯以實現AC耦合，這是一種隔離輸入電壓（VIN）的DC分量的簡單方法。這在高增益應用中尤其有用，在那些應用中哪怕運算放大器輸入端很小的直流電壓都會限制動態范圍，甚至導致輸出飽和。然而，在高阻抗輸入端加電容耦合，而不為同相輸入端的電流提供DC通路，會出現問題。 <
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電路設計中如何防止靜電放電?（下）
堡壘的作用 利用板級ESD，你可以嘗試建立一個堡壘，并在“護城河”上建立多個受控的接入點。連接到“城墻”之外的部分可以被廣義地分成幾個類別：協議受控的數據、低帶寬檢測和控制線以及高速接口。前兩個比較容易處理，第三個具有一定程度的挑戰性。讓這三部分免遭ESD破壞有幾種不同的方法。
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電路設計中如何防止靜電放電?（上）
我們的手都曾有過靜電放電（ESD）的體驗，即使只是從地毯上走過然后觸摸某些金屬部件也會在瞬間釋放積累起來的靜電。我們許多人都曾抱怨在實驗室中使用導電毯、ESD靜電腕帶和其它要求來滿足工業ESD標準。我們中也有不少人曾經因為粗心大意使用未受保護的電路而損毀昂貴的電子元件。 對某些人來說ESD是一種挑戰，因為需要在處理和組裝未受保護的電子元件時不能造成任何損壞。這是一種電路設計挑戰，因為需要保證系統承受住ESD的沖擊，之后仍能正常工作，更好的情況是經過ESD事件后不發生用戶可覺察的故障。
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設備控制器電路設計論文
為判斷設備應該工作在何種狀態，通過檢測USB總線上的狀態及其持續時間來確定。因此程序中設計使用了兩個計數器timer1和timer2，通過使用cleartimer1和cleartimer2兩個變量來靈活控制兩個計數器的計數，進而實現精確定時。圖2為工作模式控制電路的狀態轉換圖，主要實現4個主要功能：高速握手(highspeedhandshake、設備掛起(suspend)、掛起恢復(resume)、復位檢測。 1高速握手 USB2.0設備連接到主機后，主機給設備供電并發送復位信號復位設備，之后設備進入全速模式工作，由圖2所示在fullspeed狀態檢測到SE0(linestate[1:0]=00)持續2.5μs后,高速握手開始，設備控制器進入sendchirp狀態，設備向主機發送一個持續時間大于1ms的K(linestat
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多普勒頻移電路設計論文
衛星信號的捕獲作為整個接收機基帶信號處理的前提，其捕獲信號的準確與速度對后續的基帶信號處理有至關重要的作用。接收機中信號的捕獲可以認為是一個二維的搜索過程，包括從偽碼相位方向的搜索和從多普勒頻移方向的搜索[2]。其中從多普勒頻移方向的搜索，由上述分析可知，多普勒頻移的最大搜索范圍是±10kHz，它通過本地產生載波，并調節本地載波的值與輸入信號相乘，從而去除輸入信號中的高頻載波分量。MATLAB仿真結果如圖1所示。圖1為算法的驗證示意圖，橫軸代表800個數據點，縱軸代表數據的值。圖中基帶數據信號為C/A碼，調制信號為載波和C/A碼調制后的信號，按照本設計算法，在本地產生的載波和信號中的載波頻率相位均一致的情況下，解調結果如圖1的第3個波形，為只含C/A碼的基帶數據；圖中的第4個波形為本地載波與信號載波同相的情況下相乘但未做后續處理的結果；圖中第5、6個波形為當本地載波為信號中載波頻率一半時，需解調兩次的結果。由該MATLAB仿真圖可知，該算法設計方案是可行的。下面進行具體的
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ABS系統與高速電路設計論文
1高速電路的概念 一般覺得倘若數字邏輯上的電路頻率上升到甚至越過45MHz到50MHz并且作業時超越這個頻率的電路已占整個電子系統的相關數值這樣的電路就是高速電路。 2高速電路的分布 在運用高速電路時由于作業的次數增加頻繁披長也就比較短了些。波長和線路的長短相近那我們一定要將信號看作電磁波的波動。換一種說法就是由集成電路方面轉向分布電路方面。在研究高速電路中肩的地方需要運用電磁學的理論肖頻率到達怎樣的限度需要運用這個理論這是一個沒法解決的問題。如此說來是不是就真的不可以解決?這也并不是這樣還是有一個標準可以參考的:在信號發生變化時如果信號沒有傳送到最末端再反射回來那就可以想到電磁波的效應了。在研究傳輸線時應該牢記的一個點就是阻抗匹配”。阻抗匹配的意思就是信號輸出、
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電平轉換器電路設計論文
1高壓MOS管設計 擴展漏極漂移區是由輕摻雜的N阱形成，可以承受高電壓。在漂移區等壓線上均勻分布著電場減緩結構，可以提高其耐壓值。為了提高柵漏之間的耐壓漂移區上的厚場氧將場板提高。但導電溝道在薄柵氧的下面且器件的跨導與導電溝道有關，所以電場減輕結構不會影響器件的跨導，襯底和N阱之間的雪崩擊穿電壓和電場減緩結構的效果決定擴展漏極晶體管的額定電壓。對此類器件設計需考慮以下參數：濃度和長坂長度、漂移區結深、長度等，器件耐壓會隨著漂移區長度的增加而逐漸上升，直到達到一定的值。外延層濃度、漂移區濃度和漂移區結深三者共同決定此值。值越大，外延層濃度應在保證源漏不穿通情況下盡量低。 2基于IP核低功耗單電源電平轉換器設計 目前已經提出的電平轉換器共有兩類，分別是單電源轉換器和雙
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炮聲識別電路之電路設計論文
1系統硬件設計與實現 1.1系統硬件總體概述 基于聲音炮彈檢測電路主要硬件包括單片機及其外圍電路和炮聲采集、識別電路兩部分。微處理器控制整個檢測系統，對前端電路采集到的炮聲進行處理，并利用軟件控制進行記錄和輸出顯示。根據系統需要，除了這兩個主要部分之外，還相應的設計了一些輔助單元模塊，如電源模塊，數據顯示單元等。電源模塊主要用于給整個硬件電路提供穩定的電壓，保證各部分的正常工作；數據顯示單元用來對單片機系統處理后的數據進行外部顯示，硬件框圖如圖1所示。該電路的具體工作過程為：首先進行聲音采集，將采集的聲音轉化為相應的電信號再進行前置放大，然后將放大的信號通過比較器進行聲音識別，而識別后的聲音被轉化為相應的高低電平，這樣就可以傳給單片機系統進行數據處理，最后將處理后的數據輸出顯示。 1.2電路設計
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保護電路與電路設計論文
1接口保護電路設計 為了使RS422接口能在上述復雜環境中正常工作不被損壞，本文設計的一種接口保護電路如圖1所示。通過在數據線路上串接電阻限制沖擊電流，通過對地雙向TVS二極管箝位沖擊電壓，并將接口的參考地通過一個0.1μF電容與機殼地相連來釋放沖擊能量。限流電阻的選擇原則是在限制沖擊電流的同時不能影響接口的正常驅動能力。經過測試，限流電阻阻值為25Ω時具有良好的保護效果。RS422接口收發器的工作電壓為5V，差模電壓范圍是-6～+6V，可承受共模電壓范圍為-7～+7V。因此，RS422接口的TVS保護二極管的最大箝位電壓應在7V左右，最大反向待機電壓不低于6V。ONSemiconductor公司的陣列TVS二極管CM1248-08DE，其最大箝位電壓為6.8V，最大反向待機電壓為6.1V，符合RS422接口電氣特性要求。CM1248-04DE由4路背靠背的TVS二極管構成，可以單向保護8路數據線或雙向保護4路數據線。本文
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程序設計與電路設計論文
1精密檢測取樣參數與電路設計 當電纜沒有開路、錯位質量故障時，A0～A31端的電纜等效電阻RT≤7000mΩ時，對A0～A31端分別取樣進行精密測量。在綜合考慮IC100～IC131輸入端低電平應≤0.7V和圖2中運算放大器輸入靈敏度兼容情況下，取恒流源IS的輸出電流為10±0.5mA，Re0～Re31＝33Ω±5%，Vces≤0.1±0.05V。因此可以計算出VA采樣取值范圍是0.353～0.566V，VB的采樣取值范圍是0.348～0.384V。為此圖2中選用OPA335運算放大器，其輸入電壓范圍是0～3V（單電源供電時），最大輸入失調電壓為5μV。圖2中運算放大器輸出電壓V0～V31可由式（4）計算。由于OPA335的最大輸入失調電流是70pA，在設計中控制最大輸入電流在0.1～1mA之間，選擇RA＝RB＝2kΩ±5%，R1＝RF＝33kΩ±5%，電壓增益為16.5，輸出電壓范圍0～3.6V。
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差分濾波器電路設計論文
1接地電容效果分析 在電路中電容C容抗值Zc=1/2πfC，且容抗隨著頻率f的增大而減小。因此濾波器電路中一個恰當的接地電容C，可使交流信號中的高頻成分通過電容落地，而低頻成分可以幾乎無損失通過，故將小電容接地等同于設計一階低通濾波器。在濾波器電路中，多處電容接地設計等同于多個低通濾波器與原電路組成低通濾波器網絡，在提高截止頻率附近幅頻特性的同時會較好抑制高頻干擾，因而接地優化在理論上是可行的。 2濾波器設計仿真 根據實踐需要，設計滿足上級輸出電路阻抗為100Ω、下級輸入電路阻抗為50Ω、截止頻率為5MHz的5階巴特沃斯低通濾波器。普通差分濾波器由于其極點與單端濾波器極點相同，故具有相同的傳遞函數，因而依據單端濾波器配置的差分結構濾波器能夠滿足指標要求。在差分結構
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電路設計中的電流與線徑計算
在選擇導線或對 PCB 布線時，要注意根據電流選擇合適的線徑（線寬），以免發熱量過大造成危險。
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一文詳解單電源電路設計
知識點：單電源